Cum funcționează circuitele Buck-Boost

Încercați Instrumentul Nostru Pentru Eliminarea Problemelor





Cu toții am auzit multe despre circuitele Buck și Boost și știm că practic aceste circuite sunt utilizate în proiectele SMPS pentru intensificarea sau coborârea unei tensiuni date la intrare. Interesantul acestei tehnologii este că permite funcțiile de mai sus, cu o generare neglijabilă de căldură, ceea ce duce la o conversie extrem de eficientă.

Ce este Buck-Boost, cum funcționează

Să învățăm conceptul în prima secțiune, fără a implica prea multe tehnicități, astfel încât să devină mai ușor să înțelegem ce este exact conceptul Buck boost chiar și pentru un începător.



Dintre cele trei topologii fundamentale numite buck, boost și buck-boost, a treia este mai populară, deoarece permite ambelor funcții (buck boost) să fie utilizate printr-o singură configurație doar prin modificarea impulsurilor de intrare.

În topologia buck-boost avem în primul rând o componentă electronică de comutare care poate fi sub forma unui tranzistor sau a unui mosfet. Această componentă este comutată printr-un semnal pulsatoriu dintr-un circuit oscilator integrat.



În afară de componenta de comutare de mai sus, circuitul are ca inductor principal, o diodă și un condensator.

Toate aceste părți sunt aranjate în forma care poate fi asistată în următoarea diagramă:

Referindu-ne la diagrama de creștere a dolarului de mai sus, mosfetul este partea care primește impulsurile care îl obligă să funcționeze în două condiții: starea ON și starea OFF.

În timpul stării ON, curentul de intrare obține o cale clară prin mosfet și încearcă instantaneu să se deplaseze pe inductor, deoarece dioda este poziționată în starea de polarizare inversată.

Inductorul datorită proprietății sale inerente încearcă să restricționeze influxul brusc de curent și într-un răspuns compensator stochează o cantitate de curent în el.

Acum, de îndată ce Mosfetul este oprit, acesta trece în starea OFF, blocând orice trecere a curentului de intrare.

Din nou, inductorul nu este capabil să facă față acestei schimbări bruște de curent de la o magnitudine dată la zero și, într-un răspuns pentru a compensa acest lucru, își dă înapoi curentul stocat prin diodă pe ieșirea circuitului.

În acest proces, curentul este stocat și în condensator.

În timpul următoarei stări ON a mosfetului, ciclul se repetă ca mai sus, însă fără curent disponibil de la inductor, condensatorul descarcă energia stocată în ieșire, ceea ce ajută la menținerea ieșirii stabile la un grad optimizat.

S-ar putea să vă întrebați ce factor decide rezultatele BUCK sau BOOST la ieșire? Este destul de simplu, depinde de cât timp mosfet-ului i se permite să rămână în starea ON sau OFF.

Cu o creștere a timpului de pornire a mosfetelor, circuitul începe să se transforme într-un convertor Boost, în timp ce timpul de oprire a mosfetelor depășește timpul de pornire, circuitul se comportă ca un convertor Buck.

Astfel, intrarea în mosfet poate fi făcută printr-un circuit PWM optimizat pentru a obține tranzițiile necesare în același circuit.

Explorarea topologiei Buck / Boost în circuitele SMPS mai tehnic:

După cum sa discutat în secțiunea de mai sus, cele trei topologii fundamentale care sunt utilizate în mod popular cu sursele de alimentare cu comutare sunt buck, boost și buck boosts.

Acestea sunt practic neizolate, în care etapa de putere de intrare are o bază comună cu secțiunea de putere de ieșire. Desigur, am putea găsi și versiuni izolate, deși destul de rare.

Cele trei topologii exprimate mai sus pot fi distinse în mod unic în funcție de proprietățile lor exclusive. Proprietățile pot fi identificate ca raporturi de conversie a tensiunii în stare staționară, natura curenților de intrare și ieșire și caracterul ondulației tensiunii de ieșire.

În plus, răspunsul în frecvență al ciclului de funcționare la execuția tensiunii de ieșire poate fi considerat ca una dintre proprietățile importante.

Dintre cele trei topologii menționate mai sus, topologia buck-boost este cea mai preferată, deoarece permite ieșirii să funcționeze tensiuni mai mici decât tensiunea de intrare (modul buck) și, de asemenea, să producă tensiuni peste tensiunea de intrare (modul boost).

Cu toate acestea, tensiunea de ieșire poate fi dobândită întotdeauna cu polaritatea opusă față de intrare, ceea ce nu creează probleme.

Curentul de intrare aplicat la un convertor Buck boost este forma unui curent pulsatoriu datorat comutării comutatorului de alimentare asociat (Q1).

Aici curentul comută de la zero la l în timpul fiecărui ciclu de impulsuri. Același lucru este valabil și pentru ieșire și obținem un curent pulsatoriu din cauza diodei asociate care conduce doar într-o singură direcție, provocând o situație pulsatorie ON și OFF în timpul ciclului de comutare. .

Condensatorul este responsabil pentru furnizarea curentului de compensare atunci când dioda este în starea oprită sau inversată în timpul ciclurilor de comutare.

Acest articol explică funcționalitatea stării de echilibru a convertorului Buck-boost în modul continuu și în modul discontinuu, cu forme de undă exemplare prezentate.

Funcționalitatea de schimb de tensiune ciclu de funcționare-ieșire este prezentată după introducerea designului comutatorului PWM.

Figura 1 este o schemă simplistă a etapei de putere Buck-boost cu un bloc de circuit de acționare adăugat. Comutatorul de alimentare, Q1, este un MOSFET cu canal n. Dioda de ieșire este CR1.

Inductorul, L și condensatorul, C, constituie filtrarea eficientă a ieșirii. Condensatorul ESR, RC, (rezistență echivalentă din serie) și rezistența inductor DC, RL, sunt toate analizate în. Rezistența, R, corespunde sarcinii identificate de puterea de ieșire.

Cum funcționează circuitele SMPS Buck-Boost

Pe parcursul funcționalității obișnuite a etapei de putere Buck-Boost, Q1 este pornit și oprit în mod constant cu timpii de pornire și oprire reglementați de circuitul de comandă.

Acest comportament de comutare permite un lanț de impulsuri la joncțiunea Q1, CR1 și L.

Chiar dacă inductorul, L, este legat de condensatorul de ieșire, C, dacă doar CR1 conduce, se stabilește un filtru de ieșire L / C de succes. Curăță succesiunea impulsurilor pentru a rezulta într-o tensiune de ieșire DC.

Analiza stării echilibrate a etapei Buck-Boost

O etapă de putere poate funcționa în regim de curent inductor continuu sau discontinuu. Modul de curent continuu al inductorului este identificat de curentul continuu al inductorului peste secvența de comutare în procesul de staționare.

Modul de curent inductor discontinuu este identificat de curentul inductor care rămâne zero pentru o secțiune a ciclului de comutare. Începe de la zero, se extinde la o valoare maximă și revine la zero în cursul fiecărui model de comutare.

Cele două metode distincte sunt menționate în detalii mult mai mari ulterior și sunt prezentate sugestii de model pentru valoarea inductorului pentru a susține un mod selectat de funcționalitate pe măsură ce capacitatea sarcinii nominale este prezentată. Este destul de favorabil ca un convertor să fie într-un singur format numai în funcție de circumstanțele sale de funcționare prevăzute, deoarece răspunsul în frecvență al stadiului de putere se modifică substanțial între cele două tehnici distincte de funcționare.

Cu această evaluare, este utilizat un MOSFET de putere cu canal n și o tensiune pozitivă, VGS (ON), este furnizată de la Poartă la bornele Sursă ale Q1 de către circuitul de control pentru a porni FET-ul. Avantajul utilizării unui FET cu canal n este RDS-ul său inferior (activat), totuși circuitul de control este dificil, deoarece devine necesară o unitate suspendată. Pentru dimensiunile identice ale pachetului, un FET cu canal p are un RDS (pornit) mai mare, totuși, de obicei, nu poate necesita un circuit de acționare plutitor.

Tranzistorul Q1 și dioda CR1 sunt ilustrate într-o linie întreruptă cu terminale etichetate a, p și c. Este discutat în detaliu în porțiunea de modelare a etapei de putere Buck-Boost.

Analiza modului de conducere continuă în stare stabilă Buck-Boost

Următoarea este o descriere a impulsului buck care funcționează în modul de funcționare în regim constant în metoda de conducere continuă. Obiectivul principal al acestui segment ar fi prezentarea unei derivări a relației de transformare a tensiunii pentru stadiul de putere buck-boost în modul de conducție continuă.

Acest lucru va fi semnificativ, deoarece indică modul în care tensiunea de ieșire este determinată de ciclul de funcționare și tensiunea de intrare sau, dimpotrivă, modul în care ciclul de funcționare ar putea fi determinat în funcție de tensiunea de intrare și tensiunea de ieșire.

Starea de echilibru înseamnă că tensiunea de intrare, tensiunea de ieșire, curentul de sarcină de ieșire și ciclul de funcționare sunt constante, spre deosebire de variație. Literele majuscule sunt de obicei furnizate etichetelor variabile pentru a sugera o magnitudine starea de echilibru. În modul de conducție continuă, convertorul Buck-Boost ia câteva stări pe ciclu de comutare.

Starea ON este de fiecare dată când Q1 este ON și CR1 este OFF. Starea OFF este de fiecare dată când Q1 este OFF și CR1 este ON. Un circuit liniar ușor ar putea simboliza fiecare dintre cele două stări în care comutatoarele din circuit sunt substituite de circuitul lor de potrivire în cursul fiecărei stări. Schema circuitului pentru fiecare dintre cele două condiții este prezentată în Figura 2.

Cum funcționează circuitele Buck Boost

Perioada condiției ON este D × TS = TON în care D este ciclul de funcționare, fixat de circuitul de acționare, descris sub forma unui raport dintre perioada de pornire a comutatorului și perioada unei singure secvențe de comutare completă, Ts.

Lungimea stării OFF este cunoscută sub numele de TOFF. Deoarece se pot găsi doar câteva condiții pe ciclu de comutare pentru modul de conducție continuă, TOFF este egal cu (1-D) × TS. Magnitudinea (1 − D) se numește ocazional D ’. Aceste perioade sunt prezentate împreună cu formele de undă din Figura 3.

Privind Figura 2, în cursul stării ON, Q1 oferă o rezistență redusă, RDS (pornit), de la scurgerea sa la sursă și manifestă o cădere de tensiune mai mică de VDS = IL × RDS (pornită).

În plus, există o mică cădere de tensiune pe rezistența de curent continuu a inductorului egală cu IL × RL.

Astfel, tensiunea de intrare, VI, minus deficite, (VDS + IL × RL), este pusă pe inductor, L. CR1 este OPRIT în această perioadă, deoarece ar fi polarizat invers.

Curentul inductor, IL, trece de la sursa de intrare, VI, prin Q1 și la masă. În cursul stării ON, tensiunea pusă pe inductor este constantă și aceeași cu VI - VDS - IL × RL.

Urmând norma de polaritate pentru curentul IL prezentată în Figura 2, curentul inductorului crește datorită tensiunii executate. Mai mult, deoarece tensiunea aplicată este fundamental consistentă, curentul inductorului crește liniar. Această creștere a curentului inductorului în cursul TON este prezentată în Figura 3.

Nivelul la care crește curentul inductorului este, în general, determinat prin utilizarea unei forme a formulei bine cunoscute:

Formula circuitului SMPS Buck-Boost

Creșterea curentului inductorului în cursul stării ON este prezentată ca:

Această magnitudine, ΔIL (+), este denumită curentul de undă inductor. Mai mult, observați că, prin acest interval, fiecare bit al curentului de sarcină de ieșire intră de condensatorul de ieșire, C.

Cu referire la Figura 2, în timp ce Q1 este OPRIT, acesta oferă o impedanță crescută de la scurgere la sursă.

În consecință, deoarece curentul care rulează în inductorul L nu este capabil să se regleze instantaneu, curentul trece de la Q1 la CR1. Ca urmare a curentului de inducție reducător, tensiunea de-a lungul inductorului inversează polaritatea până când redresorul CR1 se transformă în polarizat înainte și se aprinde.

Tensiunea conectată în L se transformă în (VO - Vd - IL × RL) în care magnitudinea, Vd, este căderea de tensiune directă a CR1. Curentul inductor, IL, în acest moment trece de la aranjamentul condensatorului de ieșire și al rezistenței de sarcină prin CR1 și la linia negativă.

Observați că alinierea CR1 și calea circulației curentului în inductor înseamnă că curentul care rulează în condensatorul de ieșire și gruparea rezistenței de sarcină duce la VO să fie o tensiune minus. În cursul stării OFF, tensiunea conectată la inductor este stabilă și la fel ca (VO - Vd - IL × RL).

Păstrând convenția noastră de polaritate la fel, această tensiune conectată este minus (sau inversă în polaritate față de tensiunea conectată în timpul activării), datorită faptului că tensiunea de ieșire VO este negativă.

Prin urmare, curentul inductorului scade de-a lungul timpului OFF. În plus, deoarece tensiunea conectată este practic constantă, curentul inductorului se reduce liniar. Această reducere a curentului inductorului în cursul TOFF este prezentată în Figura 3.

Reducerea curentului inductorului prin situația OFF este asigurată de:

Această magnitudine, ΔIL (-), poate fi numită curentul de ondulare inductor. În situații stabile, creșterea curentă, ,IL (+), pe parcursul timpului ON și reducerea curentă prin timpul OFF, timeIL (-), trebuie să fie identică.

Sau altfel, curentul inductorului ar putea oferi o creștere sau o reducere generală de la ciclu la ciclu care nu ar fi o condiție stabilă.

Astfel, ambele ecuații pot fi echivalate și elaborate pentru ca VO să dobândească forma de conducție continuă sub forma afilierii de schimbare a tensiunii buck-boost:

Determinarea pentru VO:

Pe lângă faptul că, înlocuind TS cu TON + TOFF și folosind D = TON / TS și (1 − D) = TOFF / TS, ecuația stării de echilibru pentru VO este:

Observați că, în simplificarea celor de mai sus, TON + TOFF ar trebui să fie similar cu TS. Acest lucru poate fi autentic doar pentru modul de conducție continuă, așa cum vom descoperi în evaluarea discontinuă a modului de conducere. Un control esențial ar trebui făcut în acest moment:

Fixarea celor două valori ale lui onIL la egalitate este exact egală cu nivelarea volt-secundelor pe inductor. Volt-secunde utilizate pe inductor sunt produsul tensiunii utilizate și a perioadei pentru care se solicită tensiunea.

Acesta poate fi cel mai eficient mod de a estima mărimi neidentificate, de exemplu VO sau D în ceea ce privește parametrii comuni ai circuitului, iar această abordare va fi utilizată frecvent în acest articol. Stabilizarea volt-secundă pe inductor este o cerință naturală și ar trebui percepută cel puțin suplimentar ca Legea lui Ohms.

În ecuațiile de mai sus pentru ΔIL (+) și ΔIL (-), se presupunea implicit că tensiunea de ieșire este consecventă fără nici o tensiune de ondulare AC pe toată durata ON și a perioadei OFF.

Aceasta este o simplificare acceptată și implică câteva rezultate individuale. În primul rând, se crede că condensatorul de ieșire este adecvat, încât conversia sa de tensiune este minimă.

În al doilea rând, tensiunea ESR a condensatorului este, de asemenea, considerată minimă. Astfel de ipoteze sunt legitime, deoarece tensiunea de curent alternativ va fi cu siguranță semnificativ mai mică decât partea DC a tensiunii de ieșire.

Modificarea tensiunii de mai sus pentru VO demonstrează adevărul că VO ar putea fi modificat prin reglarea fină a ciclului de funcționare, D.

Această conexiune se apropie de zero pe măsură ce D ajunge aproape de zero și crește fără să fie destinată pe măsură ce D se apropie de 1. O simplificare tipică consideră că VDS, Vd și RL sunt suficient de mici pentru a neglija. Stabilind VDS, Vd și RL la zero, formula de mai sus simplifică în mod vizibil pentru:

O metodă mai puțin complicată, calitativă pentru a imagina funcționarea circuitului ar fi contemplarea inductorului ca o parte de stocare a puterii. De fiecare dată când Q1 este pornit, energia este turnată peste inductor.

În timp ce Q1 este oprit, inductorul furnizează o parte din energie înapoi la condensatorul de ieșire și la sarcină. Tensiunea de ieșire este reglată prin stabilirea timpului de pornire al Q1. De exemplu, prin creșterea timpului de Q1, cantitatea de putere trimisă inductorului este amplificată.

Ulterior, energia suplimentară este trimisă la ieșire în timpul opririi Q1 provocând o creștere a tensiunii de ieșire. Spre deosebire de stadiul de putere buck, magnitudinea tipică a curentului inductor nu este aceeași cu curentul de ieșire.

Pentru a asocia curentul inductorului cu curentul de ieșire, uitându-vă la figurile 2 și 3, observați că curentul inductorului la ieșire numai în starea oprită a stadiului de putere.

Acest curent mediu pe o întreagă secvență de comutare este același cu curentul de ieșire, deoarece curentul aproximativ din condensatorul de ieșire ar trebui să fie echivalent cu zero.

Conexiunea dintre curentul mediu al inductorului și curentul de ieșire pentru stadiul de putere continuă în modul continuu este asigurată de:

Un alt punct de vedere semnificativ este faptul că curentul tipic al inductorului este proporțional cu curentul de ieșire și, deoarece curentul de undă al inductorului, ΔIL, nu are legătură cu curentul de sarcină de ieșire, valorile minime și cele mai mari ale curentului inductor urmează cu precizie curentul mediu al inductorului.

De exemplu, dacă curentul mediu al inductorului scade cu 2A din cauza unei reduceri a curentului de sarcină, în acest caz valorile cele mai mici și cele mai mari ale curentului inductorului se reduc cu 2A (având în vedere modul de conducere continuă este păstrat).

Evaluarea anterioară a fost pentru funcționalitatea etapei de putere a impulsului în modul curent inductor continuu. Următorul segment este o explicație a funcționalității stării de echilibru în modul de conducere discontinuă. Rezultatul principal este o derivare a relației de conversie a tensiunii pentru etapa de putere discontinuă a modului de conducere buck-boost.

Evaluarea modului de conducere discontinuă în stare stabilă Buck-Boost

În acest moment, examinăm ce se întâmplă în cazul în care curentul de sarcină este redus și modul de conducere trece de la continuu la discontinuu.

Amintiți-vă pentru modul de conducție continuă, curentul mediu al inductorului urmărește curentul de ieșire, adică în cazul în care curentul de ieșire se reduce, în acest caz, la fel va fi și curentul mediu al inductorului.

În plus, vârfurile cele mai mici și cele mai înalte ale curentului inductor urmăresc cu precizie curentul mediu al inductorului. În cazul în care curentul de sarcină de ieșire scade sub nivelul curentului fundamental, curentul inductorului ar fi zero pentru o parte a secvenței de comutare.

Acest lucru ar fi evident din formele de undă prezentate în Figura 3, deoarece nivelul de vârf la vârf al curentului de ondulare nu poate modifica cu curentul de sarcină de ieșire.

Într-o etapă de putere de impuls, dacă curentul inductor încearcă să fie sub zero, acesta se oprește pur și simplu la zero (din cauza mișcării unidirecționale a curentului în CR1) și continuă acolo până la începutul acțiunii de comutare ulterioare. Acest mod de lucru este cunoscut sub numele de modul de conducere discontinuă.

O etapă de putere a circuitului de creștere a buckului în format de conducere discontinuă posedă trei stări distincte în fiecare ciclu de comutare, spre deosebire de 2 stări pentru formatul de conducere continuă.

Starea curentului inductorului în care etapa de putere se află la periferia dintre setarea continuă și cea discontinuă este prezentată în Figura 4.

În aceasta, curentul inductorului se prăbușește pur și simplu la zero, în timp ce următorul ciclu de comutare începe imediat după ce curentul atinge zero. Observați că valorile IO și IO (Crit) sunt prezentate în Figura 4 deoarece IO și IL includ polarități opuse.

O scădere mai mare a curentului de sarcină de ieșire setează stadiul de putere într-un model de conducție discontinuă. Această condiție este trasată în Figura 5.

Răspunsul în frecvență al stadiului de putere al modului discontinuu este destul de diferit de răspunsul în frecvență al modului continuu prezentat în segmentul Buck-Boost Power Stage Modeling. În plus, conexiunea de intrare la ieșire este destul de diversă așa cum este prezentată în această derivare a paginii:

Pentru a începe derivarea raportului de schimbare a tensiunii în modul de conducție discontinuă în modul de conducere buck-boost, rețineți că aveți trei stări distincte pe care convertorul le ia în considerare prin funcționalitatea modului de conducere discontinuă.

Starea ON este când Q1 este ON și CR1 este OFF. Starea OFF este când Q1 este OFF și CR1 este ON. Condiția IDLE este când fiecare Q1 și CR1 sunt OFF. Cele două condiții inițiale seamănă foarte mult cu situația modului continuu, iar circuitele din Figura 2 sunt relevante în afară de TOFF ≠ (1 − D) × TS. Restul secvenței de comutare este starea IDLE.

În plus, rezistența la curent continuu a inductorului de ieșire, căderea de tensiune a diodei de ieșire, precum și căderea de tensiune la starea MOSFET ON sunt, de obicei, suficient de mici pentru a fi trecute cu vederea.

Perioada de timp a stării ON este TON = D × TS unde D este ciclul de funcționare, fixat de circuitul de comandă, indicat ca raport dintre timpul de pornire și timpul unei secvențe de comutare completă, Ts. Lungimea stării OFF este TOFF = D2 × TS. Perioada IDLE este restul modelului de comutare care este prezentat ca TS - TON - TOFF = D3 × TS. Aceste perioade sunt prezentate cu formele de undă din Figura 6.

Fără a verifica descrierea cuprinzătoare, ecuațiile pentru creșterea și scăderea curentului inductorului sunt enumerate mai jos. Creșterea curentului inductorului în cursul stării ON este emisă de:

Cantitatea curentului de ondulare, ΔIL (+), este, de asemenea, curentul inductor de vârf, Ipk, deoarece în modul discontinuu, curentul începe la fiecare ciclu 0. Reducerea curentului inductorului în cursul stării OFF este prezentată de:

La fel ca situația modului de conducție continuă, creșterea curentă, ΔIL (+), în cursul timpului ON și reducerea curentă în timp ce în timpul OFF, ΔIL (-), sunt identice. Astfel, ambele ecuații ar putea fi echivalate și abordate pentru ca VO să dobândească inițiala a două ecuații care trebuie utilizate pentru a rezolva raportul de conversie a tensiunii:

Apoi determinăm curentul de ieșire (tensiunea de ieșire VO împărțită la sarcina de ieșire R). Este media peste o secvență de comutare a curentului inductor în acel moment în care CR1 devine conductor (D2 × TS).

Aici, înlocuiți conexiunea pentru IPK (ΔIL (+)) în ecuația de mai sus pentru a dobândi:

Prin urmare, avem două ecuații, una pentru curentul de ieșire (VO împărțit la R) tocmai derivat și una pentru tensiunea de ieșire, ambele în ceea ce privește VI, D și D2. În acest moment, dezlegăm fiecare formulă pentru D2, precum și fixăm cele două ecuații la egalitate una cu cealaltă.

Utilizând ecuația rezultată, ar putea fi obținută o ilustrație pentru tensiunea de ieșire, VO. Modul de conducere discontinuă afilierea transformării tensiunii buck-boost este scris de:

Conexiunea de mai sus afișează una dintre diferențele principale dintre cele două moduri de conducere. Pentru modul de conducție discontinuă, relația de schimbare a tensiunii este o funcție a tensiunii de intrare, a ciclului de funcționare, a inductanței etapei de putere, a frecvenței de comutare și a rezistenței sarcinii de ieșire.

Pentru modul de conducție continuă, conexiunea de schimbare a tensiunii este doar influențată de tensiunea de intrare și de ciclul de funcționare. În aplicațiile tradiționale, stadiul de putere Buck-Boost este rulat într-o alegere între modul de conducție continuă sau modul de conducere discontinuă. Pentru o utilizare specifică, se alege un mod de conducție în timp ce etapa de putere a fost realizată pentru a susține modul identic.




Precedent: Tutorial PIC- De la registre la întreruperi Următorul: Circuit automat de lumină de urgență IC 555