Cum să proiectezi un convertor Flyback - Tutorial cuprinzător

O configurație flyback este topologia preferată în proiectele de aplicații SMPS, în principal pentru că garantează izolarea completă a ieșirii DC de la rețeaua de alimentare CA de intrare. Alte caracteristici includ costuri reduse de fabricație, design mai simplu și implementare simplă. Versiunea DCM de curent redus a convertoarelor flyback care includ specificații de ieșire mai mici de 50 de wați sunt mai utilizate pe scară largă decât omologii cu curent mare mai mari.

Să învățăm detaliile cu o explicație cuprinzătoare prin următoarele paragrafe:

Ghid de proiectare cuprinzător pentru convertorul DCM Flyback cu frecvență fixă ​​off-line

Moduri de operațiuni Flyback: DCM și CCM

Mai jos vedem proiectarea schematică fundamentală a unui convertor flyback. Secțiunile principale din acest design sunt transformatorul, puterea de comutare mosfet Q1 pe partea primară, redresorul de punte pe partea secundară D1, un condensator de filtrare pentru netezire ieșirea de la D1 și o etapă de control PWM care poate fi un circuit controlat de IC.

Acest tip de proiectare flyback ar putea avea un CCM (modul de conducție continuă) sau DCM (modul de conducere discontinuă) de funcționare pe baza modului în care este configurat puterea MOSFET T1.

Practic, în modul DCM avem întreaga energie electrică stocată în transformatorul primar transferată pe latura secundară de fiecare dată când MOSFET este oprit în timpul ciclurilor sale de comutare (numită și perioada flyback), ducând la curentul lateral primar care atinge un potențial zero înainte ca T1 să poată porni din nou în următorul ciclu de comutare.

În modul CCM, energia electrică stocată în primar nu are ocazia de a fi transferată sau indusă complet în secundar.

Acest lucru se datorează faptului că fiecare dintre impulsurile de comutare ulterioare de la controlerul PWM pornește T1 înainte ca transformatorul să-și transfere întreaga energie stocată la sarcină. Aceasta implică faptul că curentului de retrocedare (ILPK și ISEC) nu li se permite niciodată să atingă potențialul zero în timpul fiecărui ciclu de comutare.

Putem asista la diferența dintre cele două moduri de funcționare în următoarea diagramă prin modelele curente ale formelor de undă din secțiunea primară și secundară a transformatorului.

Ambele moduri DCM și CCM au avantajele lor specifice, care pot fi învățate din următorul tabel:

În comparație cu CCM, circuitul de mod DCM necesită niveluri mai mari de curent de vârf pentru a asigura o putere optimă pe partea secundară a transformatorului. La rândul său, acest lucru necesită ca partea primară să fie evaluată la un curent RMS mai mare, ceea ce înseamnă că MOSFET trebuie evaluat la intervalul mai mare specificat.

În cazurile în care proiectul trebuie să fie construit cu o gamă limitată de curent de intrare și componente, atunci de obicei este selectat un mod CCM fyback, permițând proiectării să folosească un condensator de filtru relativ mai mic și o pierdere mai mică de conducere pe MOSFET și transformator).

CCM devine favorabil pentru condițiile în care tensiunea de intrare este mai mică, în timp ce curentul este mai mare (peste 6 amperi), modele care pot fi evaluate pentru a funcționa cu peste 50 watt putere , cu excepția ieșirilor la 5V în care specificația de putere ar putea fi mai mică de 50 de wați.

Imaginea de mai sus indică răspunsul curent pe partea primară a modurilor flyback și relația corespunzătoare dintre formele lor de undă triunghiulare și trapezoidale.

IA pe forma de undă triunghiulară indică punctul minim de inițializare care poate fi văzut ca zero, la începutul perioadei de pornire a MOSFET și, de asemenea, un nivel de vârf de curent mai mare, persistent în înfășurarea primară a transformator în momentul până când MOSFET-ul este pornit din nou, în timpul modului de funcționare CCM.

IB poate fi perceput ca punctul final al magnitudinii actuale în timp ce Mosfet comutatorul este pornit (interval Ton).

Valoarea normalizată a curentului IRMS poate fi văzută ca funcția factorului K (IA / IB) peste axa Y.

Acesta poate fi utilizat ca multiplicator ori de câte ori pierderile rezistive trebuie calculate pentru un număr asociat de forme de undă cu referire la o formă de undă trapezoidală având o formă de undă superioară plană.

Acest lucru demonstrează, de asemenea, pierderile suplimentare inevitabile de conducere de curent continuu ale înfășurării transformatorului și ale tranzistoarelor sau diodelor ca funcție de formă de undă curentă. Utilizând aceste recomandări, proiectantul va putea preveni pierderile de conducere de la 10 la 15% cu un design de convertor atât de bine calculat.

Luarea în considerare a criteriilor de mai sus poate deveni semnificativ crucială pentru aplicațiile proiectate să gestioneze curenți RMS mari și să solicite o eficiență optimă ca caracteristici cheie.

Este posibil să se elimine pierderile suplimentare de cupru, deși acest lucru poate necesita o formidabilă dimensiunea miezului pentru acomodarea zonei esențiale a ferestrelor cu bobine mai mari, spre deosebire de situațiile în care doar specificațiile de bază devin cruciale.

După cum am înțeles până acum, un mod de funcționare DCM permite utilizarea unui transformator de dimensiuni mai mici, are un răspuns tranzitoriu mai mare și funcționează cu pierderi minime de comutare.

Prin urmare, acest mod devine extrem de recomandat pentru circuitele flyback specificate pentru tensiuni de ieșire mai mari, cu cerințe de amperi relativ mai mici.

Deși poate fi posibil să proiectăm un convertor flyback care să funcționeze cu modurile DCM, precum și cu modurile CCM, un lucru trebuie amintit că în timpul tranziției de la modul DCM la modul CCM, această funcție de schimbare se transformă într-o operație cu 2 poli, dând naștere la impedanță pentru convertor.

Această situație face esențială încorporarea unor strategii de proiectare suplimentare, inclusiv diverse bucle (feedback) și compensarea pantei în raport cu sistemul buclei de curent interior. Practic, acest lucru implică faptul că trebuie să ne asigurăm că convertorul este proiectat în primul rând pentru un mod CCM, totuși este capabil să funcționeze cu modul DCM atunci când la ieșire sunt utilizate sarcini mai ușoare.

Poate fi interesant de știut că, folosind modele de transformatoare avansate, ar putea deveni posibilă îmbunătățirea unui convertor CCM printr-o reglare a sarcinii mai curată și mai ușoară, precum și reglarea încrucișată ridicată pe o gamă largă de sarcini printr-un transformator cu decalaj.

În astfel de cazuri, un mic spațiu de bază este pus în aplicare prin introducerea unui element extern, cum ar fi o bandă izolatoare sau hârtie, pentru a induce inductivitate ridicată inițial și, de asemenea, pentru a permite funcționarea CCM cu sarcini mai ușoare. Vom discuta despre acest lucru în detaliu în alte rânduri articolele mele ulterioare.

Având astfel de caracteristici versatile ale modului DCM, nu este de mirare că aceasta devine alegerea populară ori de câte ori este necesar să fie proiectat un SMPS fără probleme, eficient și cu putere redusă.

În cele ce urmează vom afla instrucțiunile pas cu pas cu privire la modul de proiectare a unui convertor flyback în modul DCM.

DCM Flyback Ecuații de proiectare și cerințe decizionale secvențiale

Pasul 1:
Evaluează și estimează cerințele tale de proiectare. Toate Proiectare SMPS trebuie să înceapă prin evaluarea și determinarea specificațiilor sistemului. Va trebui să definiți și să alocați următorii parametri:

Știm că parametrul de eficiență este cel esențial care trebuie decis mai întâi, cel mai simplu mod de a merge este să stabiliți o țintă de aproximativ 75% până la 80%, chiar dacă designul dvs. este un design cu costuri reduse. Frecvența de comutare notată ca

Fsw trebuie, în general, să fie compromis în timp ce obțineți cele mai bune dimensiuni ale transformatorului și pierderile suferite din cauza comutării și EMI. Ceea ce înseamnă că este posibil să fie necesar să se decidă asupra unei frecvențe de comutare cel puțin sub 150kHz. De obicei, acest lucru poate fi selectat între 50kHz și 100kHz.

Mai mult, în cazul în care este necesară includerea mai multor ieșiri pentru proiectare, valoarea maximă a puterii Pout va trebui ajustată ca valoare combinată a celor două ieșiri.

S-ar putea să vi se pară interesant să știți că până în ultima perioadă cele mai populare modele convenționale SMPS obișnuiau să aibă Mosfet și Controler de comutare PWM ca două etape izolate diferite, integrate împreună într-un aspect PCB, dar în zilele noastre în unitățile SMPS moderne aceste două etape pot fi găsite încorporate într-un singur pachet și fabricate ca circuite integrate simple.

În principal, parametrii care sunt luați în considerare în mod obișnuit la proiectarea unui convertor SMPS flyback sunt 1) Aplicația sau specificațiile de încărcare, 2) Cost 3) Putere de așteptare și 4) Caracteristici de protecție suplimentare.

Când se utilizează circuite integrate încorporate, de obicei lucrurile devin mult mai ușoare, deoarece necesită doar transformarea și câteva componente pasive externe pentru a fi calculate pentru proiectarea unui convertor flyback optim.

Să intrăm în detaliile referitoare la calculele implicate pentru proiectarea unui SMPS simplificat.

Calculul condensatorului de intrare Cin și a gamei de tensiune DC de intrare

În funcție de specificațiile de tensiune de intrare și putere, regula standard pentru selectarea Cin, care este denumită și condensator de legătură continuă, poate fi învățată din următoarele explicații:

Pentru a asigura o gamă largă de funcționare, se poate alege o valoare de 2uF pe watt sau mai mare pentru un condensator de legătură continuă, care vă va permite să aveți o gamă de calitate bună pentru această componentă.

Apoi, poate fi necesar să se determine tensiunea minimă de intrare DC care poate fi obținută prin rezolvarea:

În cazul în care descărcarea devine raportul de funcționare al condensatorului de legătură continuă, care poate fi aproximativ aproximativ 0,2

În figura de mai sus putem vizualiza tensiunea condensatorului de legătură continuă. Așa cum se arată, tensiunea de intrare apare în timpul puterii maxime de ieșire și a tensiunii AC minime de intrare, în timp ce tensiunea maximă de intrare DC apare în timpul puterii minime de intrare (absența sarcinii) și în timpul tensiunii AC maxime de intrare.

În condiții de neîncărcare, putem vedea o tensiune maximă de intrare DC, timp în care condensatorul se încarcă la nivelul de vârf al tensiunii de intrare AC, iar aceste valori pot fi exprimate cu următoarea ecuație:

Pasul 3:

Evaluarea tensiunii VR indusă de Flyback și a tensiunii maxime de tensiune pe MOSFET VDS. Tensiunea indusă de Flyback VR ar putea fi înțeleasă ca tensiunea indusă pe partea primară a transformatorului atunci când mosfetul Q1 este în starea OFF.

Funcția de mai sus afectează la rândul său ratingul maxim VDS al mosfetului, care poate fi confirmat și identificat prin rezolvarea următoarei ecuații:

Unde, Vspike este vârful de tensiune generat din cauza inductanței de scurgere a transformatorului.

Pentru început, se poate lua un Vspike cu 30% din VDSmax.

Următoarea listă ne arată cât de multă tensiune reflectată sau tensiune indusă poate fi recomandată pentru un MOSFET clasificat de la 650V la 800V și având o valoare limită inițială VR mai mică de 100V pentru un interval de tensiune de intrare vast.

Alegerea VR corectă poate fi o afacere între nivelul de tensiune de tensiune asupra redresorului secundar și specificațiile laterale principale ale mosfetului.

Dacă VR este selectat foarte mare printr-un raport de rotație crescut, ar da naștere unui VDSmax mai mare, dar un nivel mai mic de tensiune de tensiune pe dioda laterală secundară.

Și dacă VR este selectat prea mic printr-un raport de rotație mai mic, ar determina VDSmax să fie mai mic, dar ar duce la o creștere a nivelului de tensiune pe dioda secundară.

O latură primară mai mare VDSmax ar asigura nu numai un nivel de tensiune mai scăzut pe dioda laterală secundară și reducerea curentului primar, ci va permite, de asemenea, să fie implementat un design rentabil.

Flyback cu modul DCM

Cum se calculează Dmax în funcție de Vreflected și Vinmin

Un ciclu maxim de funcționare poate fi așteptat la instanțele de VDCmin. Pentru această situație, putem proiecta transformatorul de-a lungul pragurilor DCM și CCM. În acest caz, ciclul de funcționare ar putea fi prezentat ca:

Pasul 4:

Cum se calculează curentul principal de inductanță

În acest pas vom calcula inductanța primară și curentul de vârf primar.

Următoarele formule ar putea fi utilizate pentru identificarea curentului de vârf primar:

Odată ce cele de mai sus sunt atinse, putem continua și calcula inductanța primară folosind următoarea formulă, în limitele ciclului maxim de funcționare.

Trebuie să aveți grijă în ceea ce privește flyback-ul, acesta nu trebuie să intre în modul CCM din cauza oricărei forme de condiții de încărcare excesive și pentru această specificație de putere maximă trebuie luată în considerare la calcularea Poutmax în ecuația nr. 5. Condiția menționată poate apărea și în cazul în care inductanța este crescută peste valoarea Lprimax, deci luați notă de acestea.

Pasul 5 :

Cum să selectați clasa și dimensiunea optime a nucleului:

Ar putea părea destul de intimidant în timp ce selectați specificațiile și structura de bază potrivite dacă proiectați un flyback pentru prima dată. Deoarece acest lucru poate implica un număr semnificativ de factori și variabile care trebuie luate în considerare. Câteva dintre acestea care pot fi cruciale sunt geometria miezului (de exemplu miez EE / miez RM / miez PQ etc), dimensiunea miezului (de exemplu, EE19, RM8 PQ20 etc.) și materialul miez (de exemplu, 3C96. TP4, 3F3 etc).

Dacă nu aveți nicio idee despre cum să procedați cu specificațiile de mai sus, o modalitate eficientă de a contracara această problemă ar putea fi să consultați un ghid standard de selecție a miezului de către producătorul de bază sau puteți, de asemenea, să vă ajutați la următorul tabel, care vă oferă aproximativ dimensiunile standard de bază, în timp ce proiectați un flyback DCM de 65 kHz, cu referire la puterea de ieșire.

După ce ați terminat de selectat dimensiunea nucleului, este timpul să selectați bobina corectă, care ar putea fi achiziționată conform fișei tehnice de bază. Proprietățile suplimentare ale bobinei, cum ar fi numărul de știfturi, montarea PCB sau SMD, poziționarea orizontală sau verticală, toate acestea pot fi, de asemenea, considerate drept designul preferat

Materialul de bază este, de asemenea, crucial și trebuie selectat pe baza frecvenței, densității fluxului magnetic și a pierderilor de bază.

Pentru început, puteți încerca variante cu numele 3F3, 3C96 sau TP4A, amintiți-vă că numele materialelor de bază disponibile pot fi diferite pentru tipuri identice, în funcție de fabricarea respectivă.

Cum se calculează virajele primare minime sau înfășurarea

Unde termenul Bmax semnifică densitatea maximă de flux de funcționare, Lpri vă spune despre inductanța primară, Ipri devine curentul de vârf primar, în timp ce Ae identifică aria secțiunii transversale a tipului de nucleu selectat.

Trebuie să ne amintim că Bmax nu ar trebui să permită niciodată să depășească densitatea fluxului de saturație (Bsat) așa cum se specifică în foaia tehnică a materialului de bază. Puteți găsi mici variații în Bsat pentru miezurile de ferită, în funcție de specificații, cum ar fi tipul de material și temperatura, cu toate acestea, majoritatea acestora vor avea o valoare de aproape 400mT.

Dacă nu găsiți date de referință detaliate, puteți merge cu un Bmax de 300mT. Deși selectarea Bmax mai mare poate ajuta la reducerea numărului de viraje primare și conducerea mai mică, pierderea miezului poate crește semnificativ. Încercați să optimizați între valorile acestor parametri, astfel încât pierderea de bază și pierderea de cupru să fie menținute în limite acceptabile.

Pasul 6:

Cum se calculează numărul de ture pentru ieșirea secundară principală (Ns) și ieșirile auxiliare diverse (Naux)

Pentru a determina virajele secundare mai întâi trebuie să găsim raportul de rotație (n), care poate fi calculat folosind următoarea formulă:

În cazul în care Np este rotațiile primare și Ns este numărul secundar de rotații, Vout semnifică tensiunea de ieșire, iar VD ne spune despre căderea de tensiune pe dioda secundară.

Pentru calcularea rotațiilor pentru ieșirile auxiliare pentru o valoare Vcc dorită, se poate utiliza următoarea formulă:

O înfășurare auxiliară devine crucială în toate convertoarele flyback pentru furnizarea sursei inițiale de pornire la circuitul de control. Această sursă VCC este utilizată în mod normal pentru alimentarea circuitului de comutare pe partea primară și ar putea fi fixată conform valorii date în fișa tehnică a CI. Dacă calculul oferă o valoare neîntregă, pur și simplu rotunjiți-o folosind valoarea întregului superior chiar deasupra acestui număr neîntreg.

Cum se calculează dimensiunea firului pentru înfășurarea de ieșire selectată

Pentru a calcula corect dimensiunile firelor pentru mai multe înfășurări, trebuie mai întâi să aflăm specificațiile curente RMS pentru înfășurarea individuală.

Se poate face cu următoarele formule:

Ca punct de plecare, o densitate de curent de 150 până la 400 mil circulare pe ampere, ar putea fi utilizată pentru determinarea gabaritului firului. Următorul tabel prezintă referința pentru selectarea indicatorului de sârmă adecvat folosind 200M / A, conform valorii curente RMS. De asemenea, vă arată diametrul firului și izolația de bază pentru o gamă asortată de fire de cupru super emailate.

Pasul 8:

Având în vedere construcția transformatorului și Iterarea proiectării înfășurării

După ce ați terminat de determinat parametrii transformatorului discutați mai sus, devine crucial să evaluați modul de potrivire a dimensiunii firului și a numărului de rotații în dimensiunea calculată a miezului transformatorului și a bobinei specificate. Pentru a obține acest drept în mod optim, pot fi necesare mai multe iterații sau experimentări pentru optimizarea specificațiilor de bază cu referire la ecartamentul firului și numărul de ture.

Următoarea figură indică zona de înfășurare pentru o dată Miez EE . Cu referire la grosimea firului calculată și numărul de rotații pentru înfășurarea individuală, poate fi posibil să se estimeze aproximativ dacă înfășurarea se va potrivi cu zona de înfășurare disponibilă (w și h) sau nu. Dacă înfășurarea nu se potrivește, atunci unul dintre parametri din numărul de ture, ecartamentul firului sau dimensiunea miezului sau mai mult de 1 parametru poate necesita o anumită reglare fină, până când înfășurarea se potrivește optim.

Structura înfășurării este crucială, deoarece performanța de lucru și fiabilitatea transformatorului depind în mod semnificativ de aceasta. Se recomandă utilizarea unei structuri sau structuri de tip sandwich pentru înfășurare pentru a restricționa scurgerile de inductanță, așa cum se indică în Fig5.

De asemenea, pentru a satisface și a se conforma normelor internaționale de siguranță, proiectarea trebuie să aibă o gamă suficientă de izolații pe straturile primare și secundare de înfășurare. Acest lucru poate fi asigurat prin utilizarea unei structuri înfășurate la margine sau prin utilizarea unui fir secundar având un grad de izolație triplu izolat, așa cum se arată în figura respectivă

Folosirea firului triplu izolat pentru înfășurarea secundară devine opțiunea mai ușoară pentru afirmarea rapidă a legilor internaționale de siguranță referitoare la proiectele flyback SMPS. Cu toate acestea, astfel de fire armate pot avea o grosime puțin mai mare în comparație cu varianta normală care obligă înfășurarea să ocupe mai mult spațiu și poate necesita efort suplimentar pentru a se potrivi în bobina selectată.

Pasul 9

Cum se proiectează circuitul cu clemă primară

În secvența de comutare, pentru perioadele de OPRIT ale mosfetului, un vârf de înaltă tensiune sub formă de inductanță de scurgere este supus drenajului / sursei mosfetului, ceea ce ar putea duce la o defecțiune a avalanșei, deteriorând în cele din urmă mosfetul.

Pentru a contracara acest lucru, un circuit de prindere este de obicei configurat pe bobina primară, ceea ce limitează instantaneu vârful generat la o valoare sigură mai mică.

Veți găsi câteva modele de circuite de prindere care pot fi încorporate în acest scop, așa cum se arată în figura următoare.

Acestea sunt anume clema RCD și clema Diode / Zener, în care aceasta din urmă este mult mai ușor de configurat și implementat decât prima opțiune. În acest circuit de prindere folosim o combinație între o diodă redresoare și o diodă Zener de înaltă tensiune, cum ar fi un TVS (supresor de tensiune tranzitorie) pentru prinderea vârfului de supratensiune.

Funcția diodă Zener este să fixați sau să limitați în mod eficient vârful de tensiune până când tensiunea de scurgere este deplasată complet prin dioda Zener. Avantajul unei cleme Zener cu diodă este că circuitul se activează și se blochează numai atunci când valoarea combinată a VR și Vspike depășește specificațiile de defalcare ale diodei Zener și, invers, atâta timp cât vârful este sub defalcarea Zener sau un nivel sigur, clema poate să nu se declanșeze deloc, nepermițând nicio disipare de putere inutilă.

Cum se selectează ratingul diodei de strângere / Zener

Ar trebui să fie întotdeauna de două ori valoarea tensiunii reflectate VR sau tensiunea de vârf presupusă.
Dioda redresorului ar trebui să fie o recuperare ultrarapidă sau un tip de diodă schottky având o cotă mai mare decât tensiunea maximă a legăturii DC.

Opțiunea alternativă de prindere de tip RCD are dezavantajul de a încetini dv / dt-ul MOSFET-ului. Aici parametrul de rezistență al rezistorului devine crucial în timp ce limitează vârful de tensiune. Dacă este selectată o clemă Rclamp de valoare mică, aceasta ar îmbunătăți protecția vârfului, dar ar putea crește disiparea și risipa de energie. În schimb, dacă este selectată o valoare Rclamp mai mare, aceasta ar ajuta la minimizarea disipării, dar s-ar putea să nu fie atât de eficientă în suprimând vârfurile .

Referindu-ne la figura de mai sus, pentru a vă asigura VR = Vspike, ar putea fi utilizată următoarea formulă

În cazul în care Lleak semnifică inductanța transformatorului și ar putea fi găsită făcând un scurtcircuit peste înfășurarea secundară sau, alternativ, s-ar putea încorpora o regulă a valorii degetului mare aplicând 2 până la 4% din valoarea inductanței primare.

În acest caz, condensatorul Cclamp ar trebui să fie substanțial mare să inhibe o creștere a tensiunii în timpul perioadei de absorbție a energiei de scurgere.

Valoarea Cclamp poate fi selectată între 100pF și 4.7nF, energia stocată în interiorul acestui condensator va fi descărcată și reîmprospătată de Rclamp rapid în timpul ciclului de comutare eacj.

Pasul 10

Cum se selectează dioda redresor de ieșire

Acest lucru poate fi calculat folosind formula prezentată mai sus.

Asigurați-vă că selectați specificațiile astfel încât tensiunea inversă maximă sau VRRM a diodei să nu fie mai mică de 30% decât VRVdiode și, de asemenea, asigurați-vă că IF sau specificația curentului de avalanșă este cu 50% mai mare decât IsecRMS. De preferință, alegeți o diodă schottky pentru a minimiza pierderile de conducere.

Cu un circuit DCM, curentul de vârf Flyback poate fi mare, prin urmare încercați să selectați o diodă cu o tensiune înainte mai mică și cu specificații de curent relativ mai mari, în ceea ce privește nivelul de eficiență dorit.

Pasul 11

Cum se selectează valoarea condensatorului de ieșire

Selectarea unui condensator de ieșire calculat corect în timp ce proiectarea unui flyback poate fi extrem de crucială, deoarece într-o topologie flyback, energia inductivă stocată nu este disponibilă între diodă și condensator, ceea ce implică faptul că valoarea condensatorului trebuie calculată luând în considerare 3 criterii importante:

1) Capacitate
2) VSH
3) RMS curent

Valoarea minimă posibilă ar putea fi identificată în funcție de funcția tensiunii maxime acceptabile de vârf la vârf, și poate fi identificată prin următoarea formulă:

În cazul în care Ncp semnifică numărul de impulsuri de ceas lateral primar solicitate de feedback-ul de control pentru controlul taxei de la valorile maxime și minime specificate. Acest lucru poate necesita de obicei în jur de 10 până la 20 de cicluri de comutare.
Iout se referă la curentul maxim de ieșire (Iout = Poutmax / Vout).

Pentru a identifica valoarea RMS maximă pentru condensatorul de ieșire, utilizați următoarea formulă:

Pentru o frecvență de comutare ridicată specificată a flyback-ului, curentul maxim maxim de pe partea secundară a transformatorului va genera o tensiune de ondulare ridicată corespunzător, impusă pe ESR echivalent al condensatorului de ieșire. Având în vedere acest lucru, trebuie să ne asigurăm că ratingul ESRmax al condensatorului nu depășește capacitatea de curent de undă acceptabilă specificată a condensatorului.

Proiectul final poate include în mod fundamental valoarea nominală de tensiune dorită și capacitatea de curgere a condensatorului, pe baza raportului real al tensiunii de ieșire selectate și a curentului de flyback.

Asigurați-vă că Valoarea ESR este determinat din foaia de date pe baza frecvenței mai mari de 1kHz, care se poate presupune de obicei a fi între 10kHz și 100kHz.

Ar fi interesant de menționat faptul că un condensator solitar cu o specificație ESR scăzută poate fi suficient pentru a controla valul de ieșire. Puteți încerca să includeți un filtru LC mic pentru curenți de vârf mai mari, mai ales dacă flyback-ul este proiectat să funcționeze cu un mod DCM, ceea ce ar putea garanta un control rezonabil al tensiunii de ondulare la ieșire.

Pasul 12

Alte considerații importante:

A) Cum să selectați tensiunea și curentul nominal, pentru redresorul lateral principal.

Se poate face prin ecuația de mai sus.

În această formulă PF reprezintă factorul de putere din sursa de alimentare, putem aplica 0,5 în cazul în care o referință adecvată devine la îndemână. Pentru redresorul de punte, selectați diodele sau modulul având un amplificator de 2 ori mai mare decât IACRMS. Pentru tensiunea nominală, ar putea fi selectată la 600V pentru o specificație maximă de intrare AC 400V.

B) Cum să selectați rezistorul de detectare curent (Rsense):

Poate fi calculat cu următoarea ecuație. Rezistorul de detectare Rsense este încorporat pentru a interpreta puterea maximă la ieșirea flyback-ului. Valoarea Vcsth ar putea fi determinată prin referirea la foaia tehnică a controlerului, Ip (max) semnifică curentul primar.

C) Selectarea VCC a condensatorului:

Un optim valoarea capacității este crucial pentru ca condensatorul de intrare să redea o perioadă de pornire adecvată. De obicei, orice valoare cuprinsă între 22uF și 47uF face treaba frumos. Cu toate acestea, dacă acest lucru este selectat mult mai mic, ar putea rezulta declanșarea unui „blocaj sub tensiune” pe IC-ul controlerului, înainte ca Vcc să poată dezvolta de către convertor. Dimpotrivă, o valoare mai mare a capacității ar putea duce la o întârziere nedorită a timpului de pornire al convertorului.

În plus, asigurați-vă că acest condensator este de cea mai bună calitate, având specificații ESR foarte bune și curent de ondulare, la egalitate cu ieșirea specificațiile condensatorului . Este recomandat să conectați un alt condensator de valoare mai mică în ordinea a 100nF, paralel cu condensatorul discutat mai sus și cât mai aproape posibil de pin-urile Vcc / masă ale controlerului IC.

D) Configurarea buclei de feedback:

Compensarea buclei de feedback devine importantă pentru a opri generarea de oscilație. Configurarea compensării buclei poate fi mai simplă pentru modul DCM flyback decât un CCM, datorită absenței „jumătății planului drept zero” în etapa de putere și, prin urmare, nu este necesară compensarea.

Așa cum este indicat în figura de mai sus, un RC simplu (Rcomp, Ccomp) devine în mare parte suficient pentru a menține o bună stabilitate pe buclă. În general, valoarea Rcomp poate fi selectată între 1K și 20K, în timp ce Ccomp ar putea fi în intervalul 100nF și 470pF.

Aceasta încheie discuția noastră elaborată despre cum să proiectăm și să calculăm un convertor flyback, dacă aveți sugestii sau întrebări, le puteți expune în următoarea casetă de comentarii, întrebările dvs. vor primi răspuns cât mai curând posibil.

Curtoazie: Infineon